准谐振开关电源的设计毕业论文
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1、论文题目：要求准确、简练、醒目、新颖。2、目录：目录是论文中主要段落的简表。（短篇论文不必列目录）3、提要：是文章主要内容的摘录，要求短、精、完整。字数少可几十字，多不超过三百字为宜。4、关键词或主题词：关键词是从论文的题名、提要和正文中选取出来的，是对表述论文的中心内容有实质意义的词汇。关键词是用作机系统标引论文内容特征的词语，便于信息系统汇集，以供读者检索。 每篇论文一般选取3-8个词汇作为关键词，另起一行，排在“提要”的左下方。主题词是经过规范化的词，在确定主题词时，要对论文进行主题，依照标引和组配规则转换成主题词表中的规范词语。5、论文正文：（1）引言：引言又称前言、序言和导言，用在论文的开头。 引言一般要概括地写出作者意图，说明选题的目的和意义, 并指出论文写作的范围。引言要短小精悍、紧扣主题。〈2）论文正文：正文是论文的主体，正文应包括论点、论据、 论证过程和结论。主体部分包括以下内容：a.提出-论点；b.分析问题-论据和论证；c.解决问题-论证与步骤；d.结论。6、一篇论文的参考文献是将论文在和写作中可参考或引证的主要文献资料，列于论文的末尾。参考文献应另起一页，标注方式按《GB7714-87文后参考文献著录规则》进行。中文：标题--作者--出版物信息（版地、版者、版期）：作者--标题--出版物信息所列参考文献的要求是：（1）所列参考文献应是正式出版物，以便读者考证。（2）所列举的参考文献要标明序号、著作或文章的标题、作者、出版物信息。
Abstract：The switching-mode power supply(SMPS) has been developing in high-frequency, low consumption, low noise direction, Along with combination of 3C(communication, consumption electronics, computer), especially in the hi-tech field, the circuit density and power density of the terminals is increasing continuously, which promote the power supply’s output voltage becomes lower and needs high current and better transient performance. Low-output voltage high-current SMPS’s market share is growing. In addition, the switching devices release enormous harm electromagnetic radiation, which not only can reduce efficiency, but harass the electrical network and do harm to the human. The green energy-saving switching power supply is a general trend. Adapts to the tendency of switching power supply, this paper will do research on view of the low voltage big electric current highly effective power first, the paper presents the principle of SMPS and its topologies briefly, and discusses the soft-switching technology and synchronous rectification technology applied in SMPS at present. Adapts to the tendency of SMPS’s low –output voltage high-current and low-radiation, the paper design a high-efficiency low-output voltage high-current flyback converter in which synchronous rectification and quasi-resonant technology is applied. This design not only reduces the dissipation cost by rectification, and radiation caused by switching, but also keep advantages of flyback converter such as simple structure, few components, low cost and easy miniaturization. Key words: Flyback converter; Quasi-resonant; Synchronous Rectification; Modeling“展鹏翻译工作室”
毕业论文题目的选定不是一下子就能够确定的，那通信类的毕业论文的题目要怎么选择呢?下文是我为大家整理的关于通信工程毕业论文选题的内容，欢迎大家阅读参考!
通信工程毕业论文选题
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31. 液位控制系统研究与设计
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33. 基于单片机的居室安全报警系统设计
34. 模拟量转换成为数字量红外数据发射与接收系统
35. 有源功率因数校正及有源滤波技术的研究
36. 全自动立体停车场模拟系统的制作
37. 基于I2C总线气体检测系统的设计
38. 模拟量处理为数字量红外语音传输接收系统的设计
39. 精密VF转换器与MCS-51单片机的接口技术
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41. 基于UCC3802的开关电源设计
42. 串级控制系统设计
43. 分立式生活环境表的研究与制作(多功能电子万年历)
44. 高效智能汽车调节器
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49. 基于单片控制的交流调速设计
50. 基于单片机的多点无线温度监控系统
51. 蔬菜公司恒温库微机监控系统
52. 数字触发提升机控制系统
53. 农业大棚温湿度自动检测
54. 无人监守点滴自动监控系统的设计
55. 积分式数字电压表设计
56. 智能豆浆机的设计
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59. 基于单片机实现汽车报警电路的设计
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62. 基于AT89C51单片机的步进电机控制系统
63. 模拟电梯的制作
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65. 转速、电流双闭环直流调速系统设计
66. 噪音检测报警系统的设计与研究
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69. 基于单片机的超声波液位测量系统的设计
70. 仓储用多点温湿度测量系统
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74. 计数及数码显示电路的设计制作
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78. 开关电源的设计
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81. 智能机器人的研究与设计 --\u001F自动循轨和语音控制的实现
82. 基于CPLD的出租车计价器设计--软件设计
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85. CJ20-63交流接触器的工艺与工装
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94. 三层电梯的单片机控制电路
95. 交通灯89C51控制电路设计
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100. 48V25A直流高频开关电源设计
谐振电源论文外文文献
串联谐振电路应用在？
在电阻、电感及电容所组成的串联电路内，当容抗XC与感抗XL相等时，即XC=XL，电路中的电压U与电流I的相位相同，电路呈现纯电阻性，这种现象叫串联谐振。当电路发生串联谐振时电路的阻抗Z=√R^2+(XC-XL)^2=R，电路中总阻抗最小，电流将达到最大值。产品优点
1.所需电源容量大大减小。系列串联谐振试验装置是利用谐振电抗器和被试品电容产生谐振，从而得到所需高电压和大电流的，在整个系统中，电源只需要提供系统中有功消耗的部分，因此，试验所需的电源功率只有试验容量的1/Q倍（Q为品质因素）。
2.设备的重量和体积大大减小。串联谐振电源中，不但省去了笨重的大功率调压装置和普通的大功率工频试验变压器，而且，谐振激磁电源只需试验容量的1/Q，使得系统重量和体积大大减小，一般为普通试验装置的1/5～1/10。
3.改善输出电压波形。谐振电源是谐振式滤波电路，能改善输出电压的波形畸变，获得很好的正弦波，有效地防止了谐波峰值引起的对被试品的误击穿。
4.防止大的短路电流烧伤故障点。在谐振状态，当被试品的绝缘弱点被击穿时，电路立即脱谐（电容量变化，不满足谐振条件），回路电流迅速下降为正常试验电流的1/Q。而采用并联谐振或者传统试验变压器的方式进行交流耐压试验时，击穿电流立即上升几十倍，两者相比，短路电流与击穿电流相差数百倍。所以，串联谐振能有效地找到绝缘弱点，又不存在大的短路电流烧伤故障点的忧患。
5.不会出现任何恢复过电压。被试品发生击穿闪络时，因失去谐振条件，高电压也立即消失，电弧立刻熄灭，装置的保护回路动作，切断输出。
第1章基本拓扑引言——线性调整器和Buck、Boost及反相开关型调整器线性调整器——耗能型调整器基本工作原理线性调整器的缺点串接晶体管的功率损耗线性调整器的效率与输出电压的关系串接PNP型晶体管的低功耗线性调整器开关型调整器拓扑开关型调整器调整器的主要电流波形调整器的效率调整器的效率（考虑交流开关损耗）理想开关频率的选择设计例子输出电容有直流隔离调整输出的Buck调整器的电压调节开关调整器拓扑基本原理调整器的不连续工作模式调整器的连续工作模式不连续工作模式的Boost调整器的设计调整器与反激变换器的关系反极性Boost调整器基本工作原理反极性调整器设计关系参考文献第2章推挽和正激变换器拓扑引言推挽拓扑基本原理（主/辅输出结构）辅输出的输入—负载调整率辅输出电压偏差主输出电感的最小电流限制推挽拓扑中的磁通不平衡（偏磁饱和现象）磁通不平衡的表现磁通不平衡的测试磁通不平衡的解决方法功率变压器设计初/次级绕组的峰值电流及有效值电流开关管的电压应力及漏感尖峰功率开关管损耗推挽拓扑输出功率及输入电压的限制输出滤波器的设计正激变换器拓扑基本工作原理输出/输入电压与导通时间和匝数比的设计关系辅输出电压次级负载、续流二极管及电感的电流初级电流、输出功率及输入电压之间的关系功率开关管最大关断电压应力实际输入电压和输出功率限制功率和复位绕组匝数不相等的正激变换器正激变换器电磁理论功率变压器的设计输出滤波器的设计双端正激变换器拓扑基本原理设计原则及变压器的设计交错正激变换器拓扑基本工作原理、优缺点和输出功率限制变压器的设计输出滤波器的设计参考文献第3章半桥和全桥变换器拓扑引言半桥变换器拓扑工作原理半桥变换器磁设计输出滤波器的设计防止磁通不平衡的隔直电容的选择半桥变换器的漏感问题半桥变换器与双端正激变换器的比较半桥变换器实际输出功率的限制全桥变换器拓扑基本工作原理全桥变换器磁设计输出滤波器的计算变压器初级隔直电容的选择第4章反激变换器引言反激变换器基本工作原理反激变换器工作模式断续工作模式输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系断续模式向连续模式的过渡反激变换器连续模式的基本工作原理设计原则和设计步骤步骤1：确定初/次级匝数比步骤2：保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式步骤3：根据最小输出电阻及直流输入电压调整初级电感步骤4：计算开关管的最大电压应力和峰值电流步骤5：计算初级电流有效值和导线尺寸步骤6：次级电流有效值和导线尺寸断续模式下的反激变换器的设计实例反激拓扑的电磁原理铁氧体磁心加气隙防止饱和采用MPP磁心防止饱和反激变换器的缺点交流输入反激变换器连续模式反激变换器的设计原则输出电压和导通时间的关系输入、输出电流与功率的关系最小直流输入时连续模式下的电流斜坡幅值断续与连续模式反激变换器的设计实例交错反激变换器交错反激变换器次级电流的叠加双端（两开关管）断续模式反激变换器应用场合基本工作原理双端反激变换器的漏感效应参考文献第5章电流模式和电流馈电拓扑简介电流模式控制电流馈电拓扑电流模式控制电流模式控制的优点电流模式和电压模式控制电路的比较电压模式控制电路电流模式控制电路电流模式优点详解输入网压的调整防止偏磁在小信号分析中可省去输出电感简化反馈环设计负载电流调整原理电流模式的缺点和存在的问题恒定峰值电流与平均输出电流的比例问题对输出电感电流扰动的响应电流模式的斜率补偿用正斜率电压的斜率补偿斜率补偿的实现电压馈电和电流馈电拓扑的特性比较引言及定义电压馈电PWM全桥变换器的缺点电压馈电全桥拓扑基本工作原理电压馈电全桥拓扑的优点电压馈电PWM全桥电路的缺点电流馈电全桥拓扑——基本工作原理反激电流馈电推挽拓扑（Weinberg电路）参考文献第6章其他拓扑谐振拓扑概述和ASCR的基本工作原理利用谐振正弦阳极电流关断SCR的单端谐振逆变器拓扑谐振桥式拓扑概述串联负载SCR半桥谐振变换器的基本工作原理串联负载SCR半桥谐振变换器的设计计算串联负载SCR半桥谐振变换器的设计实例并联负载SCR半桥谐振变换器单端SCR谐振变换器拓扑的设计变换器拓扑概述变换器的基本工作原理输出/输入电压比与开关管Q1导通时间的关系和L2的电流变化率消除输入电流纹波的措施变换器的隔离输出小功率辅助电源拓扑概述辅助电源的接地问题可供选择的辅助电源辅助电源的典型电路振荡器辅助电源的基本工作原理作为辅助电源的简单反激变换器作为辅助电源的Buck调节器(输出带直流隔离)参考文献第7章变压器及磁性元件设计引言变压器磁心材料与几何结构、峰值磁通密度的选择几种常用铁氧体材料的磁心损耗与频率和磁通密度的关系铁氧体磁心的几何尺寸峰值磁通密度的选择磁心最大输出功率、峰值磁通密度、磁心和骨架面积及线圈电流密度的选择变换器拓扑输出功率公式的推导推挽变换器输出功率公式的推导半桥拓扑输出功率公式的推导全桥拓扑输出功率公式的推导以查表的方式确定磁心和工作频率变压器温升的计算变压器中的铜损引言集肤效应集肤效应——定量分析不同规格的线径在不同频率下的交/直流阻抗比矩形波电流的集肤效应[14 ]邻近效应引言：利用面积乘积（AP）法进行电感及磁性元件设计法的优点电感器设计信号级小功率电感输入滤波电感设计举例：60Hz共模输入滤波电感差模输入滤波电感磁学：扼流线圈简介——直流偏置电流很大的电感公式、单位和图表有磁化直流偏置的磁化曲线特征磁场强度增加扼流圈电感或者额定直流偏置量的方法磁通密度Δ气隙的作用温升磁设计——扼流圈磁心材料简介适用于低交流应力场合的扼流圈材料适用于高交流应力场合的扼流圈材料适用于中等范围的扼流圈材料磁心材料饱和特性磁心材料损耗特性材料饱和特性材料磁导率参数材料成本确定最佳的磁心尺寸和形状磁心材料选择总结磁学：扼流圈设计例子扼流圈设计例子：加了气隙的铁氧体磁心步骤一：确定20%纹波电流需要的电感量步骤二：确定面积乘积（AP）步骤三：计算最小匝数步骤四：计算磁心气隙步骤五：确定最佳线径步骤六：计算最佳线径步骤七：计算绕组电阻步骤八：确定功率损耗步骤九：预测温升——面积乘积法步骤十：核查磁心损耗磁学：用粉芯磁心材料设计扼流圈——简介影响铁粉芯磁心材料选择的因素粉芯材料的饱和特性粉芯材料的损耗特性铜耗——低交流应力时限制扼流圈设计的因素磁心损耗——高交流应力时限制扼流圈设计的因素中等交流应力时的扼流圈设计磁心材料饱和特性磁心的几何结构材料成本扼流圈设计例子：用环形Kool Mμ材料设计受铜耗限制的扼流圈引言根据所储存能量和面积乘积法选择磁心尺寸受铜耗限制的扼流圈设计例子用各种E形粉芯设计扼流圈的例子引言第一个例子：用#40E形铁粉芯材料设计扼流圈第二个例子：用#8E形铁粉芯磁心设计扼流圈第三个例子：用#60 E形Kool Mμ磁心设计扼流圈变感扼流圈设计例子：用E形Kool Mμ磁芯设计受铜耗限制的扼流圈变感扼流圈变感扼流圈设计例子参考文献第8章双极型大功率晶体管的基极驱动电路引言双极型晶体管的理想基极驱动电路的主要目标导通期间足够大的电流导通瞬间基极过驱动峰值输入电流关断瞬间反向基极电流尖峰关断瞬间基射极间的-1~-5V反向电压尖峰贝克（Baker）钳位电路（能同时满足高、低β值的晶体管工作要求的电路）对驱动效率的改善变压器耦合的贝克（Baker）钳位电路钳位的工作原理使用变压器耦合的Baker钳位电路结合集成变压器的Baker钳位达林顿管（Darlington）内部的Baker钳位电路比例基极驱动其他类型的基极驱动电路参考文献第9章MOSFET和IGBT及其驱动电路概述概述电源工业的变化对新电路设计的影响管的基本工作原理管的输出特性（Id-Vds）管的通态阻抗rds(on)管的输入阻抗米勒效应和栅极电流计算栅极电压的上升和下降时间已获得理想的漏极电流上升和下降时间管栅极驱动电路管rds温度特性和安全工作区管栅极阈值电压及其温度特性管开关速度及其温度特性管的额定电流管并联工作推挽拓扑中的MOSFET管管的最大栅极电压管源漏极间的体二极管绝缘栅双极型晶体管（IGBT）概述选择合适的构造概述工作特性并联使用技术参数和最大额定值静态电学特性动态特性温度和机械特性参考文献第10章磁放大器后级调节器引言线性调整器和Buck后级调整器磁放大器概述用作快速开关的方形磁滞回线磁心磁放大器中的关断和导通时间磁放大器磁心复位及稳压利用磁放大器关断辅输出方形磁滞回线磁心特性和几种常用磁心磁心损耗和温升的计算设计实例——磁放大器后级整流磁放大器的增益推挽电路的磁放大器输出磁放大器脉宽调制器和误差放大器磁放大器脉宽调制及误差放大器电路参考文献第11章开关损耗分析与负载线整形缓冲电路设计引言无缓冲电路的晶体管的关断损耗关断缓冲电路缓冲电路中电容的选择设计范例——RCD缓冲电路接电源正极的RCD缓冲电路无损缓冲电路负载线整形（减少尖峰电压以防止晶体管二次击穿的缓冲器）变压器无损缓冲电路参考文献第12章反馈环路的稳定引言系统振荡原理电路稳定的增益准则电路稳定的增益斜率准则输出LC滤波器的增益特性（输出电容含/不含ESR）脉宽调制器的增益输出滤波器加调制器和采样网络的总增益误差放大器幅频特性曲线的设计误差放大器的传递函数、极点和零点零点、极点频率引起的增益斜率变化规则只含单零点和单极点的误差放大器传递函数的推导根据2型误差放大器的零点、极点位置计算相移考虑ESR时LC滤波器的相移设计实例——含有2型误差放大器的正激变换器反馈环路的稳定性型误差放大器的应用及其传递函数型误差放大器零点、极点位置引起的相位滞后型误差放大器的原理图、传递函数及零点、极点位置设计实例——通过3型误差放大器反馈环路稳定正激变换器型误差放大器元件的选择反馈系统的条件稳定不连续模式下反激变换器的稳定从误差放大器端到输出电压节点的直流增益不连续模式下反激变换器的误差放大器输出端到输出电压节点的传递函数不连续模式下反激变换器误差放大器的传递函数设计实例——不连续模式下反激变换器的稳定跨导误差放大器参考文献第13章谐振变换器引言谐振变换器谐振正激变换器某谐振正激变换器的实测波形谐振变换器的工作模式不连续模式和连续模式；过谐振模式和欠谐振模式连续模式下的谐振半桥变换器并联谐振变换器（PRC）和串联谐振变换器（SRC）连续模式下串联负载和并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路和增益曲线连续模式（CCM）下串联负载谐振半桥变换器的调节连续模式下并联负载谐振半桥变换器的调节连续模式下串联/并联谐振变换器连续模式下零电压开关准谐振变换器谐振电源小结参考文献第14章开关电源的典型波形引言正激变换器波形额定负载下测得的Vds和Id的波形额定负载下的Vdc和Ids的波形导通/关断过程中漏源极间电压和漏极电流的重叠漏极电流、漏源极间的电压和栅源极间的电压波形的相位关系变压器的次级电压、输出电感电流的上升和下降时间与功率晶体管漏源电压波形图中的正激变换器的PWM驱动芯片（UC3525A）的关键点波形推挽拓扑波形概述最大、额定及最小电源电压下，负载电流最大时变压器中心抽头处的电流和开关管漏源极间的电压两开关管Vds的波形及死区期间磁心的磁通密度栅源极间电压、漏源极间电压和漏极电流的波形漏极处的电流探头与变压器中心抽头处的电流探头各自测量得到的漏极电流波形的比较输出纹波电压和整流器阴极电压开关管导通时整流器阴极电压的振荡现象开关管关断时下降的漏极电流和上升的漏源极间电压重叠产生的交流开关损耗最大输出功率下漏源极间电压和在变压器中心抽头处测得的漏极电流的波形最大输出功率下的漏极电流和漏极电压的波形最大输出功率下两开关管漏源极间电压的波形输出电感电流和整流器阴极电压的波形输出电流大于最小输出电流时输出整流器阴极电压的波形栅源极间电压和漏极电流波形的相位关系整流二极管（变压器次级）的电流波形由于励磁电流过大或直流输出电流较小造成的每半周期两次“导通”的现象功率高于额定最大输出功率15%时的漏极电流和漏极电压的波形开关管死区期间的漏极电压振荡反激拓扑波形引言满载情况下，输入电压为其最小值、最大值及额定值时漏极电流和漏源极间电压的波形输出整流器输入端的电压和电流波形开关管关断瞬间缓冲器电容的电流波形参考文献第15章功率因数及功率因数校正功率因数开关电源的功率因数校正校正功率因数的基本电路用于功率因数校正的连续和不连续工作模式Boost电路对比连续工作模式下Boost变换器对输入网压变化的调整连续工作模式下Boost变换器对负载电流变化的调整用于功率因数校正的集成电路芯片功率因数校正芯片Unitrode 用UC3854实现输入电网电流的正弦化使用UC3854保持输出电压恒定采用UC3854芯片控制电源的输出功率采用UC3854芯片的Boost电路开关频率的选择输出电感L1的选择输出电容的选择的峰值电流限制设计稳定的UC3854反馈环 MC34261功率因数校正芯片 MC34261的详细说明（图）的内部逻辑及结构（图和图）开关频率和L1电感量的计算电流检测电阻（R9）和乘法器输入电阻网络（R3和R7）的选择参考文献第16章电子镇流器——应用于荧光灯的高频电源引言：电磁镇流器荧光灯的物理特性和类型电弧特性在直流电压下的电弧特性交流驱动的荧光灯带电子镇流器荧光灯的伏安特性电子镇流器电路逆变器的一般特性逆变器拓扑电流馈电式推挽拓扑电流馈电式推挽拓扑的电压和电流电流馈电拓扑中的“电流馈电”电感的幅值电流馈电电感中具体磁心的选择电流馈电电感线圈的设计电流馈电拓扑中的铁氧体磁心变压器电流馈电拓扑的环形磁心变压器电压馈电推挽拓扑电流馈电并联谐振半桥拓扑电压馈电串联谐振半桥拓扑电子镇流器的封装参考文献第17章用于笔记本电脑和便携式电子设备的低输入电压变换器引言低输入电压芯片变换器供应商凌特（Linear Technology）公司的Boost和Buck变换器凌特LT1170 Boost变换器 Boost变换器的主要波形变换器的热效应 Boost变换器的其他应用其他类型高功率Boost变换器变换器的元件选择凌特Buck变换器系列 Buck变换器的其他应用高效率、大功率Buck变换器凌特大功率Buck变换器小结凌特低功率变换器反馈环的稳定性公司的变换器芯片由芯片产品构成的分布式电源系统
通过文献知道了不少串联谐振电源在电气设备耐压试验时的优点，但是我想知道，串联谐振对比试验变压器的缺点是什么，或者说什么电气设备不能用串联谐振耐压装置做诸如 变压器、套管、gis、电抗器、电缆、电容器、、互感器等设备的耐压试验（包括工频耐压与感应耐压）串联谐振的优点是重量轻，对试验的电源容量要求低，试验容量大，价格稍稍比同容量的试验变压器柜。容量在50KVA以内，建议用试验变压器。对于小型的变压器，电机等设备，试验时要求电源是工频的，用试验变压器比较方便。
我原来就想直接把网址弄下来，但是BD不让我发。说我的内容里有广告~~这是我自己找的，里面有很多的公式，没办法粘过来，你自己琢磨琢磨，看看是什么公式 RLC circuit An RLC circuit (also known as a resonant circuit, tuned circuit, or LCR circuit) is an electrical circuit consisting of a resistor (R), an inductor (L), and a capacitor (C), connected in series or in parallel. This configuration forms a harmonic oscillator. Tuned circuits have many applications particularly for oscillating circuits and in radio and communication engineering. They can be used to select a certain narrow range of frequencies from the total spectrum of ambient radio waves. For example, AM/FM radios with analog tuners typically use an RLC circuit to tune a radio frequency. Most commonly a variable capacitor is attached to the tuning knob, which allows you to change the value of C in the circuit and tune to stations on different frequencies. An RLC circuit is called a second-order circuit as any voltage or current in the circuit can be described by a second-order differential equation for circuit analysis. Configurations Every RLC circuit consists of two components: a power source and resonator. There are two types of power sources – Thévenin and Norton. Likewise, there are two types of resonators – series LC and parallel LC. As a result, there are four configurations of RLC circuits: Series LC with Thévenin power source Series LC with Norton power source Parallel LC with Thévenin power source Parallel LC with Norton power source. It is relatively easy to show that each of the two series configurations can be transformed into the other using elementary network transformations – specifically, by transforming the Thévenin power source to the equivalent Norton power source, or vice versa. Likewise, each of the two parallel configurations can be transformed into the other using the same network transformations. Finally, the Series/Thévenin and the Parallel/Norton configurations are dual circuits of one another. Likewise, the Series/Norton and the Parallel/Thévenin configurations are also dual circuits. [edit] Similarities and differences between series and parallel circuits The expressions for the bandwidth in the series and parallel configuration are inverses of each other. This is particularly useful for determining whether a series or parallel configuration is to be used for a particular circuit design. However, in circuit analysis, usually the reciprocal of the latter two variables is used to characterize the system instead. They are known as the resonant frequency and the Q factor respectively. [edit] Fundamental parameters There are two fundamental parameters that describe the behavior of RLC circuits: the resonant frequency and the attenuation (or, alternatively, the damping factor). In addition, other parameters derived from these first two are discussed below. [edit] Resonant frequency The undamped resonant frequency of an RLC circuit (in radians per second) is given by In the more familiar unit hertz (or cycles per second), the resonant frequency becomes Resonance occurs when the complex impedance ZLC of the LC resonator becomes zero: Both of these impedances are functions of angular frequency ω: Setting the magnitude of the impedance to be zero at ω = ω0 and using j2 = − 1: [edit] Attenuation The attenuation α is defined as for the series RLC circuit, and for the parallel RLC circuit. [edit] Damping factor The damping factor ζ is the ratio of the attenuation α to the resonant frequency ω0 : for a series RLC circuit, and: for a parallel RLC circuit. It is sometimes more convenient to use the damping factor, which is dimensionless, instead of the attenuation factor, which has dimensions of radians per second, to analyze the properties of a resonant circuit. [edit] Minimizing the attenuation for oscillator circuits For applications in oscillator circuits, it is generally desirable to make the attenuation (or equivalently, the damping factor) as small as possible. In practice, this objective requires making the circuit's resistance R as small as physically possible for a series circuit, or alternatively increasing R to as much as as possible for a parallel circuit. In either case, the RLC circuit becomes a good approximation to an ideal LC circuit. Alternatively, for applications in bandpass filters, the value of the damping factor is chosen based on the desired bandwidth of the filter. For a wider bandwidth, a larger value of the damping factor is required (and vice versa). In practice, this requires adjusting the relative values of the resistor R and the inductor L in the circuit. [edit] Derived parameters The derived parameters include bandwidth, Q factor, and damped resonance frequency. [edit] Bandwidth The RLC circuit may be used as a bandpass or band-stop filter by replacing R with a receiving device with the same input resistance. In the Series case the bandwidth (in radians per second) is Alternatively, the bandwidth in hertz is The bandwidth is a measure of the width of the frequency response at the two half-power frequencies. As a result, this measure of bandwidth is sometimes called the full-width at half-power. Since electrical power is proportional to the square of the circuit voltage (or current), the frequency response will drop to at the half-power frequencies. [edit] Damped resonance The damped resonance frequency can be expressed in terms of the undamped resonance frequency and the damping factor. If the circuit is underdamped, meaning or equivalently then we can define the damped resonance as In an oscillator circuit . or equivalently . As a result . See discussion of underdamping, overdamping, and critical damping, below. [edit] Circuit analysis [edit] Series RLC with Thévenin power source In this circuit, the three components are all in series with the voltage source. Series RLC Circuit notations: v - the voltage of the power source (measured in volts V) i - the current in the circuit (measured in amperes A) R - the resistance of the resistor (measured in ohms = V/A); L - the inductance of the inductor (measured in henrys = H = V·s/A) C - the capacitance of the capacitor (measured in farads = F = C/V = A·s/V) q - the charge across the capacitor (measured in coulombs C) Given the parameters v, R, L, and C, the solution for the charge, q, can be found using Kirchhoff's voltage law. (KVL) gives For a time-changing voltage v(t), this becomes Using the relationship between charge and current: The above expression can be expressed in terms of charge across the capacitor: Dividing by L gives the following second order differential equation: We now define two key parameters: and Substituting these parameters into the differential equation, we obtain: or [edit] Frequency domain The series RLC can be analyzed in the frequency domain using complex impedance relations. If the voltage source above produces a complex exponential wave form with complex amplitude V(s) and angular frequency s = σ + iω , KVL can be applied: where I(s) is the complex current through all components. Solving for I(s): And rearranging, we have at [edit] Complex admittance Next, we solve for the complex admittance Y(s): Finally, we simplify using parameters α and ωo Notice that this expression for Y(s) is the same as the one we found for the Zero State Response. [edit] Poles and zeros The zeros of Y(s) are those values of s such that Y(s) = 0: and The poles of Y(s) are those values of s such that . By the quadratic formula, we find Notice that the poles of Y(s) are identical to the roots λ1 and λ2 of the characteristic polynomial. [edit] Sinusoidal steady state If we now let s = iω.... Taking the magnitude of the above equation: Next, we find the magnitude of current as a function of ω If we choose values where R = 1 ohm, C = 1 farad, L = 1 henry, and V = volt, then the graph of magnitude of the current i (in amperes) as a function of ω (in radians per second) is: Sinusoidal steady-state analysis Note that there is a peak at imag(ω) = 1. This is known as the resonant frequency. Solving for this value, we find: [edit] Parallel RLC circuit Parallel RLC Circuit notations: V - the voltage of the power source (measured in volts V) I - the current in the circuit (measured in amperes A) R - the resistance of the resistor (measured in ohms = V/A); L - the inductance of the inductor (measured in henrys = H = V·s/A) C - the capacitance of the capacitor (measured in farads = F = C/V = A·s/V) The complex admittance of this circuit is given by adding up the admittances of the components: The change from a series arrangement to a parallel arrangement has some very real consequences for the behaviour. This can be seen by plotting the magnitude of the current . For comparison with the earlier graph we choose values where R = 1 ohm, C = 1 farad, L = 1 henry, and V = volt and ω in radians per second: Sinusoidal steady-state analysis There is a minimum in the frequency response at the resonant frequency . A parallel RLC circuit is a example of a band-stop circuit response that can be used as a filter to block frequencies at the resonance frequency but allow others to pass.
直流开关电源的设计毕业论文
本实用新型是一种大功率自动高频高压恒流直流电源，它主要由整流滤波，高频逆变，高压输出及控制部分组成，特别是：a．所述高频逆变部分是采用多个最新的大功率电力电子器件IMOSFEET分布在散热器中并配以高频逆变电路组成；b．所述高压输出部分是由若干层线包叠加而成，外接高压输出棒，每层线包接装有两组整流桥；本实用新型解决了现有逆变式高压恒流电源功率小，适应范围规格偏低的问题，其动态特性好，适应电场范围宽，系统功率大大提高，主要应用于高压静电除尘器配套的高压发生源，广泛应用于冶金、化工发电、建材部门。
1 引言随着电子技术的高速发展, 电子设备的种类与日俱增。任何电子设备都离不开可靠的供电电源, 对电源供电质量的要求也越来越高, 而开关电源在效率、重量、体积等方面相对于传统的晶体管线性电源具有显著优势。正是由于开关电源的这些特点, 它在新兴的电子设备中得到广泛应用, 已逐渐取代了连续控制式的线性电源。图1 功率主电路原理图2 功率主电路本电源模块采用半桥式功率逆变电路。如图1 所示, 三相交流电经EM I 滤波器滤波, 大大减少了交流电源输入的电磁干扰, 同时防止开关电源产生的谐波串扰到输入电源端。再经过桥式整流电路、滤波电路变成直流电压加在P、N 两点间。P、N 之间接入一个小容量、高耐压的无感电容, 起到高频滤波的作用。半桥式功率变换电路与全桥式功率变换电路类似, 只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容C1 和C2代替。在实际应用中为了提高电容的容量以及耐压程度, C1 和C2 往往采用由多个等值电容并联组成的电容组。C1、C2 的容量选值应尽可能大, 以减小输出电压的纹波系数和低频振荡。由于对体积和重量的限制, C1和C2 的值不可能无限大, 为使输出电压的纹波达到规定的要求, 该电容值有一个计算公式[3 ] , 即:整流电路半波整流全桥整流滤波电容CIL2 3 f gVUgV LVMIL4 3 f gVUgV LVM22 《电气开关》(2008. No. 1)式中, IL 为输出负载电流, V L 为输出负载电压,V M 为输入交流电压幅值, f 为输入交流电频率, VU为输出的纹波电压值。这是一个理论上的计算公式, 得到的满足要求的电容计算值比较大, 实际取的电容应尽量大一些, 由于输出端电压较小, 也可以在二次整流滤波时加大电容,这样折算到该公式的电容值也不小。C1 和C2 在这里实现了静态时分压, 使V A= V inö 2。当VT1导通、VT2截止时, 输入电流方向为图中虚线方向, 向C2 充电, 同时C1通过V T1 放电; 当V T 2 导通、V T 1 截止时, 输入电流方向为图中实线方向, 向C1 充电, 同时C2 通过V T 2 放电。当V T1 导通、V T 2 截止时,V T 2 两端承受的电压为输入直流电压V in。IGBT 的集- 射极间并接RC 吸收网络, 降低开关管的开关应力, 减小IGBT 关断产生的尖峰电压; 并联二极管实现续流的作用。二次整流采用单相桥式整流电路, 通过后续的LC 滤波电路, 消除高频纹波, 减小输出直流电压的低频振荡。LC 滤波电路中的电容由多个高耐压、大容量的电容并联组成, 以提高电源的可靠性, 使输出直流电压更加平稳。3 PWM 集成芯片SG3525 的功能特点[2 ]SG3525 是一款功能齐全、通用性强的单片集成PWM 芯片。它采用恒频脉宽调制控制方案, 适合于各种开关电源、斩波器的控制。其主要功能包括基准电压产生电路、振荡器、误差放大器、PWM 比较器、欠压锁定电路、软启动控制电路、推拉输出形式。SG3525 的基本外围电路接线图如图2 所示。该芯片与其它同类型的芯片相比具有许多突出的特点。图2 SG3525 的基本外围接线图(1) 频率可调, 一般通过改变CT 和R T (见图2) 的值来调节PWM 波的输出频率, 其频率的计算公式为:f =1Cr (0. 67R T+ 1. 3R D )(2) 死区时间可调, 通过调节R D 即可改变死区时间的大小, 防止逆变桥的上下桥臂直通。(3) 具有PWM 脉冲信号封锁功能, 当10 脚电压高于2. 5V 时, 可及时封锁脉冲输出, 防止出现过压、过流、过热故障时对电路产生危害。(4) 芯片内振荡器工作频率为100Hz～ 400kHz。设有引脚3 为同步端, 为多个SG3525 联用提供方便。(5) 具有软启动电路, 比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8, 可外接软启动电容C。该电容器内部的基准电压V ref由恒流源供电, 达到2. 5V 的时间t= (2. 5V ö50LA )C, 占空比由小到大(50% ) 变化。(6) 内置PWM (脉宽调制) 锁存器将比较器送来的置位信号锁存, 并将误差放大器上的噪声、振铃及系统所有的跳动和振荡信号消除。只有在下一个时钟周期才能重新置位, 系统的可靠性高。4 SG3525 的应用电路及工作原理利用SG3525 建立的大功率直流开关电源控制电路如图3 所示, 下面主要介绍调压和限流模块。图3 SG3525 外围控制电路如图3, 电压反馈电路通过光电耦合器实现了强电输出部分与弱电控制部分的隔离。光电耦合器采用的是Hp 4504, 当输入端电流在0～ 4mA 之间的时候, 输入与输出之间的电流传递比呈线性关系, 设计的时候选择合适的限流电阻, 控制输入端电流在0～ 3mA 之间变化。当输出电压U out升高时, 光电耦合器的输出端发射极电流I e 呈线性增大, 使发射极电压V e 增大, 通过C2、C3、R 4、R 5 的滤波稳压后输入到引脚1 的V 1 也随之增大。当V 1 增大时, 经误差放大9 脚电压下降, 比较器输出的脉冲宽度变宽, 11 和14 脚输出的PWM 脉冲宽度反而变窄, 从而使输出电压U out降低; 反之, 当U out下降使1 脚电压减小, 9 脚电压升高, 11 和14 脚输出的PWM 脉冲宽度变宽。总之, 1 脚电压V 1 的增大与减小《电气开关》(2008. No. 1) 23反映了输出电压U out的上升与下降, 最终都表现在11、14 脚输出PWM 脉冲的宽窄变化上, 以实现电路的自动稳压调节。利用光耦电流传输比的线性段, 可以做到输入输出的线性变化, 用在反馈电路当中, 不仅降低了成本,而且使输入与输出隔离, 同时在稳压效果上也能与电压传感器相媲美, 在实际应用当中, 不失为一种可取的方法。通过输出端电流传感器得到的电流采样信号V i与给定的限流基准电压U refi作比较, 外接负载变化使输出电流U out变化时,V i 也会相应的改变。当Iout增大使V i 大于V refi时, 运算放大器L 1A 的输出端V b 为低电平。此时,L 2A 的输出端V 2 将被直接拉低为低电平, 2脚相当于接地, 输出端11 和14 脚无脉冲输出, 开关电源出现“打嗝”现象, 起到了限流作用。与此同时, 输出电流Iout减小使得V 2 再次被拉高, 11 和14 脚恢复脉冲输出, 开关电源正常工作, 以此达到输出电流的动态平衡过程。图4 赛米控SKYPER 32PRO 驱动模块5 IGBT 的驱动电路IGBT 的触发和关断要求给其栅极和发射极之间加上正向和反向电压, 并且需要一定的动态驱动功率,才能保证IGBT 的及时触发和关断。本电源的IGBT 驱动采用赛米控(Sem ik ron )SKYPER32PRO 驱动模块。该控制核是一个半桥式驱动模块, 集驱动、内部隔离、电气保护于一体。与同类型的产品相比, SKYPER32PRO 具有许多特点。(1) 采用具有双向传输功能的脉冲变压器, 通过这种方法在原边与副边之间传输驱动信号和状态信号,并将能量传递到副边。(2) 该组件设计为即插即用, 使用方便, 并且已经进行了全面的电测试和温度测试。(3) 采用单电源供电模式, 同时对驱动桥臂的双边供电。(4) 具有短脉冲抑制功能, 能自动修复由SG3525送出的双路PWM 波, 使波形更加平稳。(5) 具有VCE 监测、欠压监测、欠压复位和死区互锁功能等。6 样机研制主要技术指标:输入电压: 三相AC380V ±5%输出电压:DC220V ±2%输出电流: 50A额定功率: 11kW所得试验样机额定负载时的输出波形如图5 (a) 所示。由图5 (a) 实际读数可知, 输出电压从0V 上升到220V 的响应时间为1s 左右, 电源系统具有较快的响应速度。同时, 由图5 (b) 中的电压波形局部放大图可见, 输出电压为220V 时, 电压波动在2V 左右, 其最大电压波动小于1%。图 57 结论利用SG3525 和SKYPER32PRO 的强大功能设计了一台11kW、220V 的直流开关电源。本电源设计简单, 调试方便, 所需元器件较少, 体积小, 成本低。负载在全范围内变化时, 本电源均能够保持良好的输出性能。试验数据表明指标满足设计要求, 输出纹波系数控制在小于1% 的范围内。参考文献[ 1 ] 周志敏, 纪爱华. IGBT 和IPM 及其应用电路[M ]. 北京: 人民邮电出版社, 2006.[ 2 ] 王英剑, 常敏慧. 新型开关电源实用技术[M ]. 北京: 电子工业出版社, 1999.[3 ] 张古松, 开关电源原理与设计[M ]. 北京: 电子工业出版社,2002.[ 4 ] 方大千, 鲍俏伟. 实用电子控制电路[M ]. 北京: 国防工业出版社, 2002.收稿日期: 2008- 01- 03作者简介: 邓国栋(1983- ) , 硕士研究生, 主要从事电能变换与控制理论方面的研究工作.
毕业设计直流电源的制作(原理分析)
一、主电路 从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：
1、输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。
2、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。
3、逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。
4、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。
二、控制电路
一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定。
另一方面，根据测试电路提供的资料，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。
三、检测电路
除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表资料。
四、辅助电源
提供所有单一电路的不同要求电源。
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并联谐振电路的毕业论文
关于电感线圈的品质因数Q值的最原始的定义为：在给定频率下，每个周期里，线圈储存能量的最大值与总损耗能量之比的2PI倍。Q=WLs/r（电感的串联等效电路的Q）;Q＝R/WLp(电感的并联等效电路的Q)。
以上讲的是电感线圈的Q值，而不是电感电容并联谐振回路的Q值，这是两个完全不同的概念，所说的R=L/C/R是整个LC振荡回路的等效阻抗。整个LC振荡回路的品质因素则与L和C的品质因素相关。请一定要区分电感和整个LC振荡回路的品质因素的区别。是两个完全不同的概念。
事实上，不管是电容，电感，还是谐振回路，品质因素的概念是一样的。
1：R是r的等效
2：RLC串联时，Q为WL/R
3：RLC并联时，Q为R/WL
4：若果rL串联然后与C并联，可以等效为RLC同时并联，R=L/(Cr)，此时两个等效的Q值是一样的：WL/r=R/(WL)。
扩展资料：
RLC并联谐振电路在电流源激励下，其输出电压具有带通选频特性，而晶体管放大器工作在有源区时的电路模型就是受控电流源。这使得RLC并联谐振电路在实际应用中比RLC串联谐振电路更为广泛。
高校电子电路实验教学中大多开展了RLC串联谐振电路的实验，而关于RLC并联谐振电路的实验研究却很少，或者只是采用EDA工具进行仿真实验。原因可能在于大多数实验室没有合适的RLC并联谐振电路激励源。
参考资料来源：百度百科-并联谐振
串联谐振和并联谐振的区别与特点？
（1）串联谐振逆变器的负载电路对电源呈现低阻抗，要求由电压源供电。当逆变失败时，浪涌电流大，保护困难。并联谐振逆变器的负载电路对电源呈现高阻抗，要求由电流源供电。在逆变失败时，冲击不大，较易保护。（2）串联谐振逆变器的输入电压恒定，输出电压为矩形波，输出电流近似正弦波，换流是在晶闸管上电流过零以后进行，因而电流总是超前电压一φ角。并联谐振逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是越前于电压一φ角。（3）串联谐振逆变器是恒压源供电。并联谐振逆变器是恒流源供电。（4）串联谐振逆变器的工作频率必须低于负载电路的固有振荡频率。并联谐振逆变器的工作频率必须略高于负载电路的固有振荡频率。（5）串联谐振逆变器的功率调节方式有二：改变直流电源电压Ud或改变晶闸管的触发频率。并联谐振逆变器的功率调节方式，一般只能是改变直流电源电压Ud。（6）串联谐振逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断前其电流已逐渐减小到零，因而关断时间短，损耗小。并联谐振逆变器在换流时，晶闸管是在全电流运行中被强迫关断的，电流被迫降至零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长。（7）串联谐振逆变器的晶闸管所需承受的电压较低，用380V电网供电时，采用1200V的晶闸管就行。并联谐振逆变器的晶闸管所需承受的电压高，其值随功率因数角φ增大，而迅速增加。（8）串联谐振逆变器可以自激工作，也可以他激工作。而并联谐振逆变器一般只能工作在自激状态。（9）在串联谐振逆变器中，晶闸管的触发脉冲不对称，不会引入直流成分电流而影响正常运行；而在并联谐振逆变器中，逆变晶闸管的触发脉冲不对称，则会引入直流成分电流而引起故障。（10）串联谐振逆变器起动容易，适用于频繁起动工作的场合；而并联谐振逆变器需附加起动电路，起动较为困难。（11）串联谐振逆变器的感应加热线圈与逆变电源(包括槽路电容器)的距离远时，对输出功率的影响较小。而对并联谐振逆变器来说，感应加热线圈应尽量靠近电源(特别是槽路电容器)，否则功率输出和效率都会大幅度降低。
在电阻、电感和电容的串联电路中，出现电路的端电压和电路总电流同相位的现象，叫做串联谐振。 串联谐振的特点是:电路呈纯电阻性，端电压和总电流同相，此时阻抗最小，电流最大，在电感和电容上可能产生比电源电压大很多倍的高电压，因此串联谐振也称电压谐振。 在电力工程上，由于串联谐振会出现过电压、大电流，以致损坏电气设备，所以要避免串联谐振。 在电感线圈与电容器并联的电路中，出现并联电路的端电压与电路总电流同相位的现象，叫做并联谐振。 并联谐振电路总阻抗最大，因而电路总电流变得最小，但对每一支路而言，其电流都可能比总电流大得多，因此电流谐振又称电流谐振。 并联谐振不会产生危及设备安全的谐振过电压，但每一支路会产生过电流。
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毕业论文微波谐振电路
LC谐振电路最主要的是选频（主要是并联谐振），也就是通过产生谐振，使得与谐振信号频率相同的信号在放大时能获得较大增益。并联谐振电路还可以作为移相电路使用。串联谐振主要用于做陷波器（也就是带阻滤波器），可以把某一频率的信号从众多频
与LC回路比较，微波谐振腔有许多显著的特点：1、由于电场和磁场分布在腔体的整个空间，谐振腔是分布参数谐振电路2、微波谐振腔具有多模性和多谐性，即存在多个谐振频率3、微波谐振腔具有损耗小、Q值高、频率选择性好、功率容量大及结构坚固等优点。答案来自“微波技术基础第二版”，杨雪霞编著，P112另外，微波谐振腔的主要参数有：谐振频率、品质因数以及谐振电导（或电阻）
微波传输特性的基础知识 “微波”通常是指波长在 — 的电磁波，对应的频率范围为： — ，它介于无线电波和红外线之间，又可分为分米波、厘米波、毫米波、亚毫米波。微波与低频电磁波一样，具有电磁波的一切特性，但由于微波的波长较短、频率高因此又具有许多独特的性质，主要表现在：1、 描述方法：由于电磁波的波长极短，与使用的元件和设备的尺寸可以相比拟，在低频段由于能量集中其传播性质用“路”的概念来描述，使用的元件称为集中参数元件（电阻、电容、电感等）；而微波的传播应利用“场”的概念来处理，使用的元件为分布参数元件（波导管、谐振腔等）。因此低频电路的电流、电压、电阻等不再适用，而是采用等效方法处理；微波测量则以功率、波长、阻抗取代了电流、电压、电阻等。2 、产生方法：微波的周期在 — 与电子管内电子的渡越时间（约为 ）相近，因此微波的产生和放大不能再使用普通的电子器件，取而代之的是结构和原理完全不同的微电子元件——速调管、磁控管、行波管及微波固态器件。3、 光似性：由于微波介于无线电波和红外线之间，因此不仅具有无线电波的性质同时具有光波的性质：以光速直线传播、反射、折射、干涉、衍射等。4、 能量强：由于微波的频率高，故可用频带宽、信息容量大，且能穿透大气层因此可广泛用于卫星通讯、卫星广播电视、宇宙通讯和射天天文学的研究。由于微波的这些特性，使微波在通信、雷达、导航、遥感、天文、气象、工业、农业、医疗、以及医学等方面得到广泛应用。 一、 微波元件简介1. 固态振荡器（固态信号源）微波振荡器（信号源）是产生微波信号的装置，常见的有磁控管振荡器、速调管振荡器和固态振荡器几种。磁控管振荡器功率大体积大，常用来提供大功率信号；速调管振荡器结构简单、使用方便，但效率低一般只有—，输出功率小一般在，因此比较适合实验室使用。固态振荡器则是一种较新型的信号源，可分为微波晶体管振荡器、体效应管振荡器、雪崩二极管振荡器等。固态振荡器振荡频率高最高振荡频率可达几百千兆；输出功率最大可达几十瓦以上，脉冲功率可达几千瓦；支流功率转换为微波功率较高，最高可达50%以上。这里主要介绍实验室常用的由体效应二极管振荡器。1963年美国国际商业机器公司发现的 ，砷化镓和磷化铟等材料的薄层具有负阻特性，因而无需P-N接即可产生微波振荡，它的工作原理与通常由P-N节组成的半导体器件不同，它不是利用载流子在P—N内运动特性，而是利用载流子在半导体内的体内体内运动特性，是靠砷化镓材料“体”内的一种物理效应（负阻效应）所以称为体效二极管或耿氏管（Gun管）。体效应二极管由截止式衰减器以及用来调制微波脉冲幅度的PIN调制器组成。实验室常用的3cm固态信号源的频率调节范围大约一。 体效应振荡器是微波信号源的核心元件， I (A)它是利用具有负阻特性的半导体材料砷化镓制成的，由于砷化镓具有双能级结构，上、下两个能级差为；处于不同能级的电子具有不同的有效质量和不同的迁移率，其中上能级有效质量大迁移率小。当下导带电子的能量增加到时，下导带的电子就会被激发到上导带上去，使它在某一区域内呈现负阻特性，即出现起伏安特性曲线 图（1） U(V)如图（1）所示：由此可知体效应管内能够产生一个震荡电流，使砷化镓的厚度足够地小，体效应管可以产生类似脉冲尖峰的振荡波形，振荡频率很高，即产生微波信号。典型的耿氏二极管如图所示：由铜螺纹（接到直流电源的负极上）、铜底座（外加散热器）、陶瓷圆环（绝缘作用）、金丝引线、砷化镓片子、顶帽（正极）组成，若将耿氏二极管安装在谐振腔的适当位置上，只要在它的两端加上直流电压，就可以在谐振腔内产生微波振荡，构成微波负阻振荡器。耿氏二极管的主要性能参数为：工作频率10GHz左右，工作电压10V，工作电流—，输出功率——，最大耐压能力14V。2． 隔离器 是一种不可逆的衰减器,正向衰减较小，约，反向衰减很大，可达几十dB，因此只允许微波单方向通过，对反方向传播微波呈电阻吸收。隔离器常用于振荡器与负载之间，起到隔离和单向传输作用。隔离器一般由铁氧体材料制成，铁氧体是一种磁性材料，由二价的金属锰、镁、镍]铜、等氧化物和氧化铁烧制而成，它既具有磁性材料的导磁性，又具有较高的电阻率，一般可达 ，由于其电阻率很高，电磁场能够渗入内部起作用而损耗很小因此得到广泛应用。 隔离器 衰减器隔离器分为谐振式和场移式两种，谐振式功率较大，实验室常用场移式，它是在波导内的适当位置放置一片两端呈尖劈形（为了减少反射）铁氧体片，使其表面与波导窄面平行，表面附有吸收片（由石墨粉或镍铬合金制成）并外加恒定磁场制成。在铁氧体内加上一个恒定磁场使铁氧体内的电子产生进动与此同时再加上与恒定磁场垂直的高频右旋或左旋极化磁场，由于这两种磁场与电子进动方向分别相同和相反，因此产生不同的磁导率 和 而且随恒定磁场的大小而变化，当铁氧体片的厚度、位置和磁场强度选取适当时，产生非互易性的场效应，既当电磁波在波导管中正向传播的波为右旋圆极化时铁氧体呈现磁导率 为一负值右旋圆极化场被“排除”铁氧体外，吸收材料的表面电场为0，几乎无衰减。当电磁波反向传播时为左旋圆极化场被“吸入”铁氧体内，被吸收材料表面电场很大被吸收，反向衰减很大。3．衰减器 衰减器是一种电阻性器件，用来衰减微波的功率和电平。 衰减器可分为固定式和可变式两种，也可以分成吸收式衰减器、旋转式极化衰减器以及过极限衰减器。实验室常用吸收式可变衰减器，它是在波导内加装可移动的衰减片，衰减片是在介质片上涂上电阻性薄膜的介质片（例在玻璃上喷涂镍铬），移动衰减片的位置或深度可以改变对电磁波的吸收程度，从而改变波导管内电磁波的强度，调节信号的强弱。4．频率计（波长表）是利用谐振腔来测量频率的元件，它通常选用同轴或圆柱波导为谐振腔制成的，又“吸收式”谐振频率计，它的腔体通过耦合元件耦合到一段直波导上，当它的腔体失谐时，腔体内电磁场极弱，此时不吸收能量，基本不影响波导内电磁波的传播，相应地接在终端的检波器的示数保持恒定大小的信号输出。移动谐振腔一端活塞的位置，来改变谐振腔的长度，可以改变谐振腔的固有频率。当它的固有频率与微波的频率相同时，就会发生共振吸收，从电磁场中吸收能量，使其能量减少，出现共振吸收峰。读出此时测微计的示数，从附表中查出对应的频率，利用波长与频率的关系可以求出电磁波在自由空间的波长。 波长表（频率计） 负 载5负载微波传输中接入一些元件对电磁波产生特定的影响，可分为匹配负载和电抗元件（或负载）。匹配负载通常做成波导管的形式，内装吸收片，它的材料是涂有金属碎沫（例如铂金）或碳膜的介质片，介质一般选用玻璃、瓷胶纸等，做成劈形可微波缓慢吸收，其形状及大小决定吸收程度，。匹配负载的吸收率较大几乎将进入其中的微波全部吸收，可认为无反射，驻波比 =。电抗元件包括膜片、调谐螺钉和短路活塞三种。膜片可分为：1）电容性膜片——将其置于波导管中使电场加强，相当于跨接与双线的电容器，呈现电容特性性。 2）电感性膜片——将其置于波导管中由于膜片电流使膜片周围磁场集中，相当于跨接与双线的电感器，呈现电感特性。3）调协窗——将电容性膜片和电感性膜片组合在一起，成为中间开孔的膜片，相当于接入一个L—C振荡回路， 调谐螺钉是矩形波导管中央位置插入螺钉时，该处的电磁场将发生变化：当插入深度 较浅（ ）时使电场增强，呈现容性； 时电容和电感相等，形成串联谐振；当 时感抗大于容抗，呈现感抗性。6．驻波测量线 测量线又称驻波测量仪，是用来测量波导中驻波分布规律的仪器，可分为测量 驻波测量线电场和测量磁场两种。实验室常用第一种，它由一段沿纵向开有细长槽的直波导与一个可沿槽移动的带有微波晶体检波器的探针探头组成。探针经过槽插入传输线内，从中拾取微波功率以测量微波电场强度的幅值沿轴线的分布规律，探针的位置可由测量线上附的标尺或测微计读出。7、晶体检波器晶体检波器的核心元件是采用半导体点接触的二极管（又称为微波二极管），其结构如图所示：形状一般为子弹状，外壳为高频铝磁管；晶体检波器就是在异端波导管中安上微波二极管，如图所示，将微波二极管插入波导管的宽边中心，以便检测波导管两宽边间的感应电压，为了得到较大的检波信号，通常在通过调节其后端短路活塞的位置使其与二极管的间距为 ，使检波二极管位于电场最大处。 微波二极管 检波器结构示意图 7．调配器调配器是用来调节波导系统使其达到匹配状态的装置，可分为单螺调配器、三螺调配器和双T接头调配器等几种。单螺调配器实质上是一段带有螺钉的矩形波导，螺钉的作用相当于并联在波导截处的短路支线，改变螺钉的深度及在波导管中的位置，就可将它调节到任意所需的阻抗：当插入深度 时，它呈现一个等效并联电感，当插入深度 时它呈现一个等效并联电容， 的值大约等于 时会发生串联型谐振，此时波导处于短路状态，实际应用中螺钉的插入深度不超过谐振深度。若在波导中插入三个螺钉则构成三螺调配器，这两种调配器仅适用于功率不大的情况。 单螺调配器 双T头调配器此外还有连接元件、分支元件（E面分支、H面分支、双T分支及魔T）、定向耦合器、环行器。
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